摘要：介紹了準諧波反激式開(kāi)關(guān)電源IRIS4015的工作原理，介紹了使用IRIS 4015進(jìn)行電源設計的電路以及設計中應特別注意的幾個(gè)方面。中圖書(shū)館分類(lèi)法第：號文件識別碼第：號條款：

摘要：介紹了準諧波反激式開(kāi)關(guān)電源IRIS4015的工作原理，介紹了使用IRIS 4015進(jìn)行電源設計的電路以及設計中應特別注意的幾個(gè)方面。

1前言

目前單片機開(kāi)關(guān)穩壓電源有很多種，比如TOPswitch。Tinyswitch.coolset等。這些單片開(kāi)關(guān)穩壓電源都工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗大，有EMI。為了克服硬切換的缺點(diǎn)，可以使用軟切換。無(wú)損緩沖電路和準諧振工作模式是反激式開(kāi)關(guān)電源中較簡(jiǎn)單的，準諧振工作模式可以實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。IRIS4015是各種準共振解中的好解。

2IS4015工作原理分析

IRIS4015是單片準諧振反激式開(kāi)關(guān)電源中場(chǎng)效應晶體管和控制集成電路的集成。如圖1所示，它具有五個(gè)功能引腳：源極(s)、漏極(d)、控制IC的接地端(GND)、電源(Vcc)、過(guò)流和電壓反饋輸入端(OCP/FB)。

圖1 1isir 4015內部原理框圖

IRIS4015可以工作在準諧振模式，頻率可變，在輕負載和高電源電壓下達到較大。IRIS4015有各種保護電路，如OCP、OVP、TSD。較大啟動(dòng)電流不超過(guò)100uA，有源低通濾波器可以提高輕載時(shí)的穩定性；內置溫度補償參考電壓；帶可調門(mén)驅動(dòng)；開(kāi)關(guān)速度可以通過(guò)外部元件進(jìn)行調節，以控制電磁干擾。

2.1IRIS4015的工作原理如下：

IRIS4015的啟動(dòng)方式與UC3842類(lèi)似，不再贅述。注意：?jiǎn)?dòng)電阻器Rs和啟動(dòng)電容器C2具有以下值：

C2:22F—100F

Rs: 47k-68k(輸入電壓110v)

82k-150k(輸入電壓220v)

反饋和控制電路的操作

振蕩器和限流控制模式

振蕩器利用IC中C2充放電產(chǎn)生的脈沖信號來(lái)確定MOSFET的關(guān)斷時(shí)間，如圖2所示，這是IC沒(méi)有電壓控制反饋時(shí)振蕩器的工作過(guò)程。當MOSFET導通時(shí)，內置C1充電到5.6V左右，漏極電流ID流過(guò)R5產(chǎn)生壓降VR5(其波形為ID的鋸齒波)，反饋給OCP/FB控制初級電流(初級電感電流控制模式)。當OCP/FB的端電壓達到MOSFET Vth(1)(0.73伏)時(shí)，比較器1改變狀態(tài)，振蕩器輸出關(guān)斷信號，MOSFET關(guān)斷。

圖2振蕩器和限流工作模式

當場(chǎng)效應晶體管關(guān)斷時(shí)，C1開(kāi)始緩慢放電，其電壓下降，這由C1值和放電電流決定。當C1值降到1.2V左右，振蕩器輸出導通信號，再次導通MOSFET，C1瞬間充電到5.6V左右，電路重復上述振蕩周期。以上VR5(ID)的斜率確定的時(shí)間為MOSFET的導通時(shí)間，C1和DC放電電路確定的固定時(shí)間為MOSFET的關(guān)斷時(shí)間，DC放電電路限制在50S左右。

2.2二次電壓控制模式

次級輸出處于電壓控制模式。如圖3所示，輸出端設計的過(guò)壓使電流流過(guò)光耦的LED，使反饋電流流過(guò)光耦的三極管，再依次流過(guò)R4和R5，產(chǎn)生電壓降VR4和VR5，使COMP1反向所需的VR5電壓(ID的峰值)由VR4控制(由FB電流產(chǎn)生)。因此，如圖4所示： #p#分頁(yè)標題#e#

圖3二次電壓控制模式

VR4在OCP/FB端產(chǎn)生額外的DC偏置電壓，這縮短了OCP/FB端達到場(chǎng)效應晶體管Vth(1)的0.73伏以減少場(chǎng)效應晶體管導通時(shí)間所需的時(shí)間。這將導致反向干式變壓器的儲能和降壓。一般來(lái)自VR4的偏置電壓在輕負載時(shí)增大，MOSFET導通時(shí)脈沖電流產(chǎn)生的噪聲會(huì )使比較器1發(fā)生故障。為了避免這個(gè)問(wèn)題，可以使用無(wú)源低通濾波器R4和C5以及有源濾波器來(lái)降低OCP/FB和GND之間的動(dòng)態(tài)靜態(tài)阻抗。有源低通濾波器是OCP/FB和地之間的1.35毫安DC旁路，當MOSFET導通時(shí)，將OCP/FB的靜態(tài)阻抗降低約一半，當MOSFET導通時(shí)產(chǎn)生的噪聲將被C5吸收。

圖4二次電壓控制對脈寬的影響

2.3準諧振工作模式分析

準諧振模式是在VDS較小的情況下，通過(guò)初級線(xiàn)圈電感和緩沖電容提供控制MOSFET導通的諧振信號，從而降低開(kāi)關(guān)損耗。在這種工作模式下，OCP/FB將高于Vth(2)=1.45伏(較大6V)。當該電壓保持在Vth(1)以上時(shí)，MOSFET將保持關(guān)斷(注意：準諧振信號的較小持續時(shí)間為1us)。因此，準諧振模式中諧振頻率的一半周期被用于導通MOSFET。漏極和源極之間的諧振電容器C3與干式變壓器的初級電感形成諧振電路。由C3、D4和R5組成的延遲電路加到控制繞組D和OCP/FB上，產(chǎn)生準諧振信號。當場(chǎng)效應晶體管關(guān)斷時(shí)，比較器2被控制，準諧振模式被觸發(fā)。

圖5諧振工作模式應用電路

由于延遲電路的存在，即使干式變壓器上的所有能量都傳輸到次級線(xiàn)圈，反饋到OCP/FB的準諧振信號也

不會(huì )立即下降，這是因為C4和C5由有源濾波器（1.35mA的電流吸收器）和R6、R7的復合阻抗放電，某周期后，電壓降到Vth（1）或低于它，延遲時(shí)間取決于初級電感和C3。調整C4使得當MOSFET和VDS達到準諧振信號的較低點(diǎn)時(shí)，MOSFET導通，因此延遲時(shí)間由C4和C5的放電時(shí)間確定，即使沒(méi)有C4，也會(huì )有一段延遲時(shí)間，當OCP/FB端和GND之間的較大電壓為6V時(shí)，準諧振信號必須低于這個(gè)電壓。

3電路設計要點(diǎn)

干式變壓器源極電感LP的計算

（1）

其中：P0：較大輸出功率，F0：較小振蕩頻率，η：電源效率≈0.75—0.85（低輸出電壓）

0.85—0.9（高輸出電壓），D：較小VIN時(shí)的占空比，Vin：Vin較小值時(shí)的濾波電容C1上的電壓。

圖5的IRIS4015應用電路的主要元件選擇：

（2）

（3）

（4）

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